DC/DC 벅 컨버터 설계 및 측정
1. 소개
DC-DC 전력 변환기는 오늘날 가장 일반적으로 구현되는 전자 시스템 중 하나입니다. 우리는 일반적으로 휴대전화 충전기부터 여객기 전원 공급 장치에 이르기까지 모든 것에서 이러한 특성의 하위 시스템을 봅니다. 다양한 전기 하위 시스템의 품질을 신속하게 디버깅하고 평가할 수 있는 능력은 전기 엔지니어에게 매우 중요한 기술입니다. 미국 공군 당사 시스템 대부분은 전반적으로 다양한 전력 전자 하위 시스템을 채택하고 있으므로, 당사는 전력 변환 응용 분야에 특히 관심이 있습니다.벅 컨버터란 무엇인가요?
A 벅 컨버터 스위칭 스텝다운 컨버터의 한 유형입니다. 입력 소스(공급)의 전압을 출력(부하)에 적합한 수준으로 효율적으로 낮추는 데 일반적으로 사용되는 하위 시스템입니다. 벅 컨버터는 트랜지스터가 스위치 역할을 하는 스위칭 컨버터의 한 유형이며, 회로의 공급 측을 부하에 분리하거나 연결합니다. 벅 컨버터의 주요 장점은 전압 변환의 효율성입니다. 일반적으로 잘 설계된 벅 컨버터에서 90% 이상의 효율성을 기대할 수 있습니다. 목표: 이 실습의 목표는 다음과 같습니다.- 벅 컨버터의 기본 이론 소개
- 개별 구성 요소에 대한 크기 조정 고려 사항 식별
- 실제 구현을 위한 분석 및 측정 기술 시연
2 재료
이 튜토리얼의 실습 부분을 완전히 실행하려면 다음 BOM이 필요합니다.2.1 테스트 장비
- 1x 모쿠:고 또는
- 1kHz PWM 신호를 생성할 수 있는 함수 발생기 50개
- 1x 오실로스코프
- 1V 및 12mA가 가능한 150x 전원 공급 장치
- 아래 설명된 프로토보드 또는 모듈식 인쇄 회로 기판(PCB) 설계 1개
2.2 전자 부품
- 1x 470 µH 인덕터(652-2100LL-471-H-RC 또는 유사)
- 1x P채널 MOSFET(IRF9Z24NPBF 또는 유사)
- 1x N채널 트랜지스터(2N3903 또는 유사)
- 1x 1000 3와트 저항기(W3M1000J 또는 유사)
- 4x 1kΩ ¼와트 저항기
- 1x 330 Ω ¼ 와트 저항기
- 2x 100 µF 커패시터(80-ESK107M050AG3AA 또는 유사)
- 1x 쇼트키 다이오드(MBR745G 또는 유사)
3 이론
스위칭 컨버터는 입력 DC 전압을 다른 출력 DC 전압으로 변환하는 데 사용되는 효율적인 회로 클래스입니다. 이 실습에서는 DC 입력 전압을 입력보다 낮은 출력 레벨로 떨어뜨리도록 이론적으로 설계된 벅 컨버터를 구체적으로 고려할 것입니다. 실제로 최대 출력은 다양한 전기 부품의 손실로 인해 입력 전압보다 약간 낮습니다. 향후 연구실에서는 부스트 컨버터 입력보다 더 큰 출력을 허용할 수 있습니다.3.1 기본 스위칭 컨버터
그림 1의 기본 스위칭 컨버터는 펄스 폭 변조(PWM) 입력 신호를 사용하여 스위치 역할을 하는 트랜지스터를 구동합니다. 그러면 부하 양단의 전압이 V 사이에서 번갈아 나타납니다.s PWM 신호가 High일 때는 0V이고, Low일 때는 XNUMXV입니다. 이를 통해 부하 양단의 평균 전압은 PWM 입력 신호의 듀티 사이클 증가 또는 감소에 따라 증가한다는 것을 직관적으로 알 수 있습니다.
그림 1: 기본 스위칭 컨버터
그림 2: 출력 전압(V0) 전환된 입력 듀티 사이클의 함수로
그림 1과 2에서 부하 전체의 평균 전압은 다음과 같이 설명될 수 있음을 추론할 수 있습니다.
평균 출력은 듀티 사이클과 직접적인 상관 관계가 있습니다. 많은 애플리케이션에서는 순수 DC 출력이 바람직합니다.
3.2 이상적인 벅 컨버터
부하에서 순수 DC 출력을 생성하기 위해 그림 3과 같이 기본 스위칭 컨버터에 저역 통과 필터를 적용할 수 있습니다. 이상적인 저역 통과 필터를 생성할 수 있다면 V에 걸쳐 측정된 출력은 자연스럽게 다음과 같습니다. Vs (D) 위에 표시된 대로. 그러나 이상적인 저역 통과 필터를 만들 수 없다는 것을 알고 있으므로 다음 이론에서는 주로 부하 및 PWM 입력 주파수를 기반으로 인덕터 및 커패시터의 크기 고려 사항을 소개합니다.
그림 3: 기본 DC-DC 벅 컨버터
다음 분석에서는 그림 3의 다이오드가 항상 순방향 바이어스 상태를 유지한다고 가정합니다. 따라서 인덕터 전류가 양의 전류로 유지되도록 해야 합니다. 연속 전류 운영 지역. PWM 입력 신호의 각 기간 동안 인덕터 전류가 0으로 돌아가는 것이 허용되면 인덕터는 다음과 같은 방식으로 작동하게 됩니다. 불연속 전류 지역으로 분류되며 다음 분석이 세분화됩니다. 본질적으로 불연속 전류 지역에서는 더 이상 PWM 입력 사이의 밀접한 상관관계를 볼 수 없습니다. PW 부하에서의 출력 전압 V0. 인덕터의 크기를 적절하게 조정하기 위해 다음 방정식을 사용할 수 있습니다.
어디에 f PWM 입력 주파수 P쥐 는 변환기의 최대 정격 전력이고 k 설계하려는 최대 출력과 최소 출력 전력 출력의 비율입니다. 이 방정식은 인덕터 L의 최소값을 찾는 데 도움이 됩니다.분 우리가 보유하고 있다는 점을 고려하면 f 끊임없는. 많은 부하가 다양한 전력 소비를 가질 수 있다는 점을 고려하면 L분 튜닝을 통해 크기를 조정해야 합니다. k f. 우리는 일반적으로 다음과 같이 디자인합니다. k 3과 10 사이이며 많은 전력 전자 애플리케이션이 유지됩니다. f 약 50kHz 이하. 그러나 이 시점에서 100kHz 범위의 스위칭 주파수를 보는 것은 드문 일이 아닙니다. 다양한 애플리케이션에 단일 컨버터가 필요할 수 있는 경우 방정식 3에서 각 매개변수의 균형을 고려해야 합니다. 그림 3의 커패시터는 부하 전체의 리플 전압을 제어합니다. 리플 전압은 PWM 입력이 각각 켜지거나 꺼질 때 커패시터의 지속적인 충전 및 방전으로 인해 발생하는 부하 전반의 전압의 작은 변화입니다. 허용 가능한 리플 전압 수준은 벅 컨버터 설계 시 계획해야 하는 또 다른 설계 고려 사항입니다. 방정식 4를 사용하면 원하는 최대 리플 전압 레벨을 알고 있는 경우 최소 커패시턴스 레벨을 계산할 수 있습니다(ΔV0-pp)
3.3 예시 구성
다음과 같은 구성이 있다고 가정해 보겠습니다.- Vs = 12V
- RL = 100 옴
- 에프 = 50 kHz
- P최대 = 1.44W
- P분 = 0.36W
- 리플 전압 <= 3 mV
필요한 인덕턴스를 트랜지스터의 최대 스위칭 주파수까지 더 낮추려면 PWM 주파수를 높일 수 있습니다. 예를 들어, 470µH 인덕터를 사용할 수 있다면, 위 시나리오를 구현하는 데 필요한 스위칭 주파수를 직접 계산할 수 있습니다. 이 경우, 부하 전압을 53.191V로 낮추면서 연속 전류를 보장하려면 6kHz의 스위칭 주파수가 필요합니다.
이제 출력에서 원하는 리플 전압을 고려하여 커패시터 크기를 조정할 수 있습니다.
3.4 스위치 설계
그림 3의 회로 왼쪽 절반은 현실을 지나치게 단순화한 것입니다. 입력의 다양한 전압 레벨과 PWM 입력과 소스 전압 간의 서로 다른 레벨을 적절하게 설명하려면 복잡성이 증가해야 합니다.
그림 4: 전체 DC-DC 벅 컨버터
그림 4에서 볼 수 있듯이 회로의 오른쪽 절반은 위의 그림 3과 동일합니다. 그러나 회로의 왼쪽에는 구성 요소에 손상을 주지 않고 외부 입력이 적절하게 스위칭을 활성화할 수 있도록 하는 데 필요한 로직이 통합되어 있습니다. 이 스위치 설계는 대부분의 스위칭 유형 DC-DC 변환기에 효과적입니다. 우리는 기본적으로 P-채널 MOSFET을 사용하여 하이사이드 스위치를 만들었습니다. 우리는 NPN 트랜지스터를 사용하여 MOSFET에 필요한 게이트 입력을 제공하고 PWM 입력으로 트랜지스터의 게이트를 구동합니다. 이 PWM 입력은 50kHz에 가까운 주파수를 지원하는 대부분의 함수 발생기에서 나올 수 있습니다. 다음 섹션에서는 설계를 평가하고 위에서 예측한 내용을 테스트해 보겠습니다.4 시뮬레이션
위의 그림 4를 사용하여 Multisim과 LT Spice를 모두 활용하여 위 설계의 효과를 시뮬레이션하고 검증해 보겠습니다. 궁극적인 목표는 구현 전에 시뮬레이션을 통해 이론에 기반한 예측을 검증하는 것입니다. 또한, 이 설계의 예상 효율을 조사할 것입니다. 스위칭 방식 컨버터를 사용하는 목적에 비추어 볼 때, 일반적인 목표는 설계 범위 내에서 90% 이상의 효율을 달성하는 것입니다. 그러나 시뮬레이션과 실제 구현 모두에서 부품 설계 한계에 가까워질수록 효율이 감소할 것으로 예상됩니다. 또한, 설계상 스위칭 주파수가 증가하면 효율이 감소할 것으로 예상됩니다. 각 스위칭 주기마다 P-채널 MOSFET에 높은 전압과 전류가 동시에 흐르는 구간이 발생하기 때문입니다. 이 전환 구간의 지속 시간은 주파수 증가에 따라 변하지 않습니다. 하지만 P-채널 MOSFET 내에서 이 전환 구간이 지속되는 총 시간 비율은 스위칭 주파수가 증가함에 따라 자연스럽게 증가합니다. 높은 스위칭 주파수를 사용하는 주된 이유는 필요한 인덕턴스 값 L1을 줄이기 위함이라는 점을 상기하십시오. 설계 효율을 추정하기 위해 부하 양단의 전력을 측정하고 이를 전원 출력과 비교했습니다. MultiSim을 사용하면 회로의 두 지점을 매우 쉽게 측정할 수 있습니다. 실제로는 비교를 위해 각 지점의 전류와 전압을 측정해야 합니다.4.1 효율성
그림 5: 100% 듀티 사이클을 사용한 시뮬레이션
100%부터 10%까지 다양한 듀티 사이클 값을 제공하여 다음과 같은 결과를 얻었습니다. 주요 관찰 사항은 벅 컨버터 설계로 인해 아래와 같이 듀티 사이클이 감소함에 따라 효율성이 감소한다는 것입니다.
표 1: 시뮬레이션 결과
4.2 실험 설계 목표
이전 표에 설정된 기본 결과를 바탕으로 이러한 노력의 목표는 학생이 구성 요소 관계에 대한 기본 지식을 기반으로 다양한 가설을 테스트할 수 있도록 구성 가능한 인쇄 회로 기판(PCB)을 설계하는 것이었습니다. 예를 들어 테스트할 몇 가지 흥미로운 가설은 다음과 같습니다.- 스위칭 주파수와 관찰된 효율 간의 관계
- 인덕턴스와 스위칭 주파수의 관계
- 용량과 리플 전압의 관계
4.3 구성 가능한 DC-DC 벅 컨버터 PCB
명시된 설계 목표를 탐색할 수 있는 모듈형 회로를 달성하기 위해 그림 4의 회로를 다음 PCB에 설계했습니다. 주목할만한 목표는 상용 등급 DC-DC 벅 컨버터에 비해 간단한 실험실 지원을 실현하는 것이었습니다. 커패시터, 인덕터 또는 부하를 보드에 영구적으로 부착하는 대신 간단한 터미널 블록을 사용했습니다. 이 디자인은 기본 프로토타입 보드에서 쉽게 구축할 수 있지만, 우리는 학생이 프로토타입을 구축하는 데 소요되는 시간에 비해 핵심 개념을 보다 빠르게 조사할 수 있도록 구성 가능한 PCB를 설계하기로 결정했습니다. 프로토타입 제작 연습에는 가치가 있지만 이것이 이 실험실 실험의 목적은 아닙니다.
그림 6: 구성 가능한 벅 컨버터 PCB
그림 7의 원으로 표시된 영역은 그림 1의 C2, C1, L4 및 부하 값을 변경하는 데 사용할 수 있는 단자대를 강조 표시합니다.
그림 7: 구성 가능한 벅 컨버터 PCB – 맞춤형 구성 요소
그림 8의 원으로 표시된 영역은 PWM 신호가 컨트롤러에 제공될 수 있는 위치를 보여줍니다. 대부분의 상황에서 PWM 입력은 왼쪽 하단의 원으로 표시된 영역에 연결됩니다. 그러나 TL-5001 PWM 컨트롤러와 같은 칩을 사용하는 경우 중앙 원형 터미널 블록에 입력을 제공해야 합니다. 중앙 터미널 블록을 사용하면 NPN 트랜지스터를 바이패스하고 P 채널 MOSFET에 직접 신호를 제공합니다. 또한 중앙 터미널 블록을 사용하면 P 채널 MOSFET의 게이트와 NPN 트랜지스터의 컬렉터 사이에 추가 저항기를 연결할 수 있습니다.
그림 8: 완전히 구축된 구성 가능한 벅 컨버터
그림 9에서 원으로 표시된 터미널 블록은 부하와 병렬로 전압 분배기의 출력을 제공합니다. 이 전압 분배기는 부하 전반에 걸쳐 듀티 사이클과 출력 전압을 동적으로 제어할 수 있도록 피드백 루프를 통합하기 위해 다양한 전압 레벨을 제공하도록 맞춤 구성할 수 있습니다.
그림 9: 구성 가능한 벅 컨버터 PCB – 피드백 제어를 위한 전압 분배기
그림 10은 그림 4의 설계에 따라 완전히 구성된 DC-DC 벅 컨버터 PCB를 보여줍니다.
그림 10: 구성 가능한 벅 컨버터 PCB
5 실험 결과
5.1 시뮬레이션 효율성 비교
이 섹션에서는 벅 컨버터의 성능을 시뮬레이션 결과와 비교해 보겠습니다. 아래 표 2에서 볼 수 있듯이, 시뮬레이션에서 예상했던 대로 효율이 감소했지만, 전반적인 추세와 크기는 유사했습니다. 또한, 부하 전압은 시뮬레이션 결과와 거의 일치했습니다(각 듀티 사이클에서 0.2V 이내). 실제 부품에 따라 약간의 차이가 있을 수 있지만, 아래 결과는 벅 컨버터가 의도한 대로 작동하고 있음을 어느 정도 보장해 주며, 심층적인 조사를 시작하기에 좋은 첫 단계입니다.
표 2: 시뮬레이션 결과
5.2 P채널 MOSFET의 게이트 소스 전압
이러한 기본 비교가 완료되면 이제 몇 가지 추가 측정을 수행하여 선택한 구성 요소의 기능 영역을 관찰할 수 있습니다. 흥미로운 측정 중 하나는 P-채널 MOSFET의 게이트-소스 전압을 테스트하여 부품 데이터 시트에 지정된 최대값 미만인지 확인하는 것입니다. 데이터 시트에 따르면 VGS,맥스 = ±20V. 오실로스코프의 수학 채널과 두 개의 입력 채널을 사용하여 그림 11에서 볼 수 있듯이 게이트와 소스 모두에서 전압을 측정할 수 있습니다. 아래에서 볼 수 있듯이 오버슈트가 있어도 구성 요소의 한계에 결코 접근하지 않습니다. .
그림 11: 12V 소스 입력을 갖는 VGS
그림 11에서는 채널 A의 P-채널 MOSFET 게이트 전압과 채널 B의 P-채널 MOSFET 소스 전압을 플롯합니다. 그런 다음 수학 채널을 사용하여 V를 찾습니다.GS오버슈트가 발생하더라도 부품의 한계에 도달하지는 않습니다. 그러나 그림 16과 같이 벅 컨버터의 입력 전압을 13V로 높이면 오버슈트는 -18.62V로 측정됩니다. 따라서 약 17V 이상에서는 FET 게이트가 손상될 위험이 있습니다.
그림 12: VGS 16V 소스 입력
오실로스코프 입력 프로브를 움직이지 않고도 또 다른 흥미로운 측정을 수행할 수 있습니다. PWM 신호가 높아지는 시점부터 P채널 MOSFET의 게이트 전압이 1.5으로 안정화되는 시점까지의 시간을 측정할 수 있습니다. 가장 왼쪽 커서를 기준으로 설정하면 이 시간이 XNUMX µs라는 것을 알 수 있습니다. 이와 같은 측정은 선택한 구성 요소에 따라 스위칭 주파수의 상한을 지원할 수 있습니다.
그림 13: 전환 시간